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Z변환

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1. 개요

Z 변환은 이산 시간 신호 및 시스템 분석에 사용되는 수학적 변환으로, 20세기 중반에 개발되었다. W. Hurewicz에 의해 선형 차분 방정식을 푸는 데 유용한 수단으로 처음 소개되었고, John R. Ragazzini와 Lotfi A. Zadeh에 의해 Z 변환이라는 명칭을 얻었다. Z 변환은 이산 시간 신호 및 시스템 분석에 널리 사용되는 선형 차분 방정식을 해결하는 데 효과적인 방법을 제공하며, 라플라스 변환과 밀접한 관련이 있다. Z 변환은 일방 및 양방 변환으로 정의되며, 수렴 영역(ROC)의 개념이 중요하다. Z 변환은 선형 시불변(LTI) 시스템을 분석하는 데 사용되며, 전달 함수를 통해 시스템의 특성을 파악할 수 있다. Z 변환은 라플라스 변환, 이산 시간 푸리에 변환(DTFT) 등 다른 변환과 관계를 가지며, 쌍선형 변환과 별 변환과 같은 응용 분야에도 활용된다.

2. 역사

Z 변환에 대한 기본적인 생각은 라플라스도 알고 있었던 개념으로 거슬러 올라갈 수 있다. 이는 확률 문제를 해결하기 위해 생성 함수를 활용했던 아브라함 드 무아브르의 1730년대 연구에서도 그 뿌리를 찾을 수 있다.[10] 수학적 관점에서 Z변환은 해석 함수계수를 나타내는 로랑 급수의 특정 예시로 볼 수도 있다.[10]

현대적인 의미의 Z변환은 1947년 위톨트 후레비츠에 의해 선형 상수 계수 차분 방정식을 푸는 유용한 방법으로 다시 주목받았다.[15][4][5] 당시 레이더 기술 발전과 함께 중요성이 커지던 샘플링된 데이터 제어 시스템 분석에 효과적인 도구를 제공했다.[4][5]

'Z 변환'이라는 공식 명칭은 1952년 콜롬비아 대학의 샘플링된 데이터 제어 그룹 소속이었던 존 R. 라가치니와 로트피 자데에 의해 붙여졌다.[16][17][6][7] 이들의 연구는 Z변환의 수학적 체계를 다지고 전기 공학 및 제어 시스템 분야로 응용 범위를 넓히는 데 기여했다.[6][7]

이후 엘리아후 I. 쥬리는 고급 Z변환(Advanced Z-transform)을 개발하고 대중화했다.[8][9] 쥬리의 연구는 초기 조건 처리 능력을 향상시키고 디지털 제어 시스템 분석을 위한 더 포괄적인 틀을 제공함으로써 Z변환의 활용성과 안정성을 높였다. 이는 이산 시간 제어 시스템 설계와 안정성 분석, 그리고 디지털 신호 처리 분야 발전에 크게 기여했다.[8][9]

2. 1. 한국에서의 Z 변환 연구 및 활용

주어진 원본 소스는 Z변환의 일반적인 역사와 발전에 대한 내용으로, 한국에서의 Z 변환 연구 및 활용에 대한 구체적인 정보를 포함하고 있지 않습니다. 따라서 해당 섹션에 대한 내용을 작성할 수 없습니다.

3. 정의

다른 적분 변환처럼 라플라스 변환이 일방 및 양방 변환으로 나뉘는 것과 같이, Z변환 역시 단방향 또는 양방향 변환으로 정의될 수 있다.[11]

수열 x_n의 Z변환은 일반적으로 다음과 같이 정의된다. 이는 '''양측 Z변환'''(two-sided Z-transform, bilateral Z-transformeng)이라고도 불린다.

:\mathcal{Z}[x_n] = X(z) = \sum_{n=-\infty}^{\infty} x_n z^{-n}

여기서 n정수이고, z복소수 변수이다.

만약 n < 0에서 x_n = 0인 경우, 즉 인과적 신호의 경우 합의 범위를 0부터 시작하여 다음과 같이 정의할 수 있다. 이를 '''단측 Z변환'''(single-sided Z-transform, unilateral Z-transformeng)이라고 한다.

:\mathcal{Z}[x_n] = X(z) = \sum_{n=0}^{\infty} x_n z^{-n}

단측 Z변환은 신호 처리와 같은 공학 분야에서 시스템의 인과율을 가정할 때 자주 사용된다.

2차원 신호(예: 이미지)에 대한 2차원 Z변환의 정의는 다음과 같다.

:\mathcal{Z}[x(n_1,n_2)] = X(z_1,z_2)=\sum_{n_1=-\infty}^{\infty}\sum_{n_2=-\infty}^{\infty} x(n_1,n_2) z_1^{-n_1}z_2^{-n_2}

3. 1. 양방향 Z 변환

이산 시간 신호 x[n]의 '''양방향 Z 변환''' 또는 '''양측 Z 변환'''은 X(z)로 표현되는 형식적 멱급수로, 다음과 같이 정의된다.

:X(z) = \mathcal{Z}\{x[n]\} = \sum_{n=-\infty}^{\infty} x[n] z^{-n}.

여기서 n정수이고 z는 일반적으로 복소수이다. 복소수 z는 극형식으로 표현할 수 있으며, 크기 A허수 단위 j, 그리고 라디안으로 표현되는 편각 \phi를 사용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.

:z = A e^{j\phi} = A(\cos{\phi}+j\sin{\phi})\,

3. 2. 단방향 Z 변환

만약 이산 시간 신호 x[n]n \ge 0정수 ''n''에 대해서만 정의되어 있다면, 단방향 Z변환(Unilateral Z-transformeng) 또는 단측 Z변환(single-sided Z-transformeng)은 다음과 같이 정의된다.

:X(z) = \mathcal{Z}\{x[n]\} = \sum_{n=0}^{\infty} x[n] z^{-n}

여기서 ''z''는 복소수 변수이다.

이는 모든 정수 ''n''에 대해 합을 구하는 양측 Z변환(Bilateral Z-transformeng) \sum_{n=-\infty}^{\infty} x_n z^{-n}과 구별된다. 단방향 Z변환은 ''n'' < 0 에서 신호값 x[n]이 0인 경우, 즉 인과적(causal) 신호에 대한 Z변환과 동일하다. 신호 처리와 같은 공학 분야에서는 시스템의 인과성을 가정하는 경우가 많아 단방향 Z변환이 자주 사용된다. 특히 이산 시간 인과 시스템의 단위 임펄스 응답을 분석하는 데 유용하다.

단방향 Z변환의 중요한 응용 예시 중 하나는 확률 생성 함수이다. 이 경우, 시퀀스 x[n]은 이산 확률 변수가 특정 정수 값 ''n''을 가질 확률을 나타내며, Z변환의 여러 수학적 속성들은 확률론적 관점에서 유용한 해석을 제공한다.

4. Z 역변환

Z 역변환은 Z 변환된 함수 X(z)로부터 원래의 이산 시간 신호 x[n]을 구하는 과정이다. Z 역변환은 다음과 같은 선적분으로 정의된다.

: x[n] = \mathcal{Z}^{-1} \{X(z) \}= \frac{1}{2 \pi j} \oint_{C} X(z) z^{n-1} dz

여기서 j허수 단위이고, C는 원점을 반시계 방향으로 둘러싸면서 수렴 영역 (ROC, Radius of Convergence) 안에 완전히 포함되는 닫힌 경로이다. 만약 ROC가 인과적(causal)이라면, 이 경로는 X(z)의 모든 극점을 포함해야 한다.

이 선적분은 잔류 정리를 이용하여 계산할 수 있다. 즉, 경로 C 내부에 있는 X(z) z^{n-1}의 모든 극점에서의 잔류를 합하여 2 \pi j로 나누면 x[n]을 얻을 수 있다.

특별히 경로 C단위원일 경우, Z 역변환은 역 이산 시간 푸리에 변환 (Inverse DTFT)으로 단순화된다. 이 경우는 ROC가 단위원(unit circle)을 포함할 때, 즉 시스템이 안정적일 때(모든 극점이 단위원 내부에 있을 때) 가능하다.

: x[n] = \frac{1}{2 \pi} \int_{-\pi}^{+\pi} X(e^{j \omega}) e^{j \omega n} d \omega

하지만 실제로 Z 역변환을 구할 때는 정의에 따른 적분 계산보다는 다른 방법을 사용하는 경우가 많다. 주로 사용되는 방법은 다음과 같다.


  • 부분분수 분해: 라플라스 역변환과 유사하게, X(z)유리 함수일 때 자주 사용된다. X(z)/z를 부분분수로 분해한 뒤, 각 항에 z를 곱하고 알려진 Z 변환 쌍 표를 이용하여 각 항을 역변환한 후 합한다.
  • 예시: X(z) = \frac{3z^{2} - 7z}{z^{2} - 5z + 6}의 역변환을 구해보자.

먼저 X(z)/z를 계산하면 다음과 같다.

:\frac{X(z)}{z} = \frac{3z - 7}{z^{2} - 5z + 6} = \frac{3z - 7}{(z-2)(z-3)}

이를 부분분수로 분해하면,

:\frac{X(z)}{z} = \frac{1}{z-2} + \frac{2}{z-3}

따라서, X(z)는 다음과 같이 표현된다.

:X(z) = \frac{z}{z-2} + \frac{2z}{z-3}

Z 변환 표에서 a^n u[n] \leftrightarrow \frac{z}{z-a} (단, |z| > |a|) 임을 이용하고 Z 변환의 선형성에 따라 x[n]을 구하면 다음과 같다.

:x[n] = 2^{n} u[n] + 2 \cdot 3^{n} u[n] = (2^n + 2 \cdot 3^n) u[n]

여기서 u[n]은 단위 계단 함수이다. 만약 ROC가 다르게 주어졌다면 역변환 결과도 달라질 수 있다.

  • 거듭제곱 급수 전개: X(z)z에 대한 거듭제곱 급수(특히 로랑 급수)로 전개하여 z^{-n}의 계수로부터 x[n]을 직접 구하는 방법이다.
  • 예를 들어, X(z) = z + 2 - 3z^{-1} 이라면, x[-1]=1, x[0]=2, x[1]=-3 이고 나머지 n에 대해서는 x[n]=0 임을 바로 알 수 있다.


유한한 범위의 n과 균등하게 간격을 둔 유한한 수의 z 값을 가진 Z 변환은 Bluestein의 FFT 알고리즘을 통해 효율적으로 계산할 수 있다. 이산 시간 푸리에 변환 (DTFT)은 Z 변환에서 z를 단위원 상의 값(z=e^{j\omega})으로 제한한 특수한 경우이다. 이는 이산 푸리에 변환 (DFT)과는 다른 개념이다.

5. 수렴 영역 (ROC)

수렴 영역(ROC)은 Z-변환 합이 수렴하는(즉, 크기가 무한대로 발산하지 않는) 복소 평면의 점들의 집합이다. 수학적으로는 다음과 같이 정의된다.

:\mathrm{ROC} = \left\{ z : \left|\sum_{n=-\infty}^{\infty}x[n]z^{-n}\right| < \infty \right\}

ROC는 Z-변환된 함수 X(z)와 함께 원래 신호 x[n]을 유일하게 결정하는 데 중요한 역할을 한다. 동일한 X(z)라도 ROC가 다르면 다른 신호를 나타낼 수 있다.

'''예제 1: 인과 시스템'''

신호 x[n] = (0.5)^n \, u[n] (여기서 u[n]은 헤비사이드 계단 함수)를 생각해 보자. 이 신호는 n \ge 0에서만 값을 가지는 인과 신호이다.

:x[n] = \left \{\dots, 0, 0, 0, 1, 0.5, (0.5)^2, (0.5)^3, \dots \right \}

Z-변환은 다음과 같이 계산된다.

:\sum_{n=-\infty}^{\infty}x[n]z^{-n} = \sum_{n=0}^{\infty}(0.5)^nz^{-n} = \sum_{n=0}^{\infty}\left(\frac{0.5}{z}\right)^n = \frac{1}{1 - 0.5z^{-1}}

이 무한 등비수열의 합은 공비의 절댓값이 1보다 작을 때, 즉 |0.5z^{-1}| < 1 일 때만 수렴한다. 이를 z에 대해 정리하면 |z| > 0.5가 된다. 따라서 이 신호의 ROC는 |z| > 0.5이며, 이는 복소 평면에서 원점을 중심으로 하고 반지름이 0.5인 원의 바깥 영역이다.

'''예제 2: 반인과 시스템'''

이번에는 신호 x[n] = -(0.5)^n \, u[-n-1] 를 고려해 보자. 이 신호는 n < 0에서만 값을 가지는 반인과 신호이다.

:x[n] = \left \{ \dots, -(0.5)^{-3}, -(0.5)^{-2}, -(0.5)^{-1}, 0, 0, 0, 0, \dots \right \}

Z-변환은 다음과 같다.

:\begin{align}

\sum_{n=-\infty}^{\infty}x[n] \, z^{-n} &= -\sum_{n=-\infty}^{-1}(0.5)^n \, z^{-n} \\

&= -\sum_{m=1}^{\infty}\left(\frac{z}{0.5}\right)^{m} \quad (\text{여기서 } m = -n) \\

&= -\frac{(0.5)^{-1}z}{1 - (0.5)^{-1}z} \\

&= -\frac{2z}{1 - 2z} = \frac{2z}{2z - 1} = \frac{z}{z - 0.5} = \frac{1}{1 - 0.5z^{-1}}

\end{align}

이 무한 등비수열의 합은 공비의 절댓값이 1보다 작을 때, 즉 |(0.5)^{-1} z| < 1 또는 |2z| < 1일 때만 수렴한다. 이를 z에 대해 정리하면 |z| < 0.5가 된다. 따라서 이 신호의 ROC는 |z| < 0.5이며, 이는 복소 평면에서 원점을 중심으로 하고 반지름이 0.5인 원의 내부 영역이다.

예제 1과 2는 Z-변환 함수 X(z) = \frac{1}{1 - 0.5z^{-1}}는 동일하지만, ROC(|z| > 0.5|z| < 0.5)가 다르기 때문에 서로 다른 신호 x[n]에 해당함을 보여준다. 즉, Z-변환 함수만으로는 원래 신호를 특정할 수 없으며, ROC 정보가 반드시 필요하다.

'''ROC의 속성'''


  • ROC는 극점을 포함하지 않는다. Z-변환 함수는 극점에서 무한대가 되므로 합이 수렴할 수 없다. 위의 두 예제 모두 ROC는 |z| = 0.5에 있는 극점을 포함하지 않는다.
  • 인과 시스템(예제 1)의 ROC는 어떤 원의 바깥 영역이며, |z| = \infty를 포함할 수 있다.
  • 반인과 시스템(예제 2)의 ROC는 어떤 원의 내부 영역이며, |z| = 0을 포함할 수 있다.


'''예제 3: 혼합 인과성 시스템'''

인과 부분과 반인과 부분이 모두 있는 신호를 생각해 보자.

:x[n] = (0.5)^n \, u[n] - (0.75)^n \, u[-n-1]

이 신호의 Z-변환은 각 부분의 Z-변환의 합이다.

  • (0.5)^n \, u[n]의 Z-변환은 \frac{1}{1 - 0.5z^{-1}}이고 ROC는 |z| > 0.5이다.
  • -(0.75)^n \, u[-n-1]의 Z-변환은 \frac{1}{1 - 0.75z^{-1}}이고 ROC는 |z| < 0.75이다. (원본 소스의 부호 오류 수정: -(.75)^n \, u[-n-1]의 Z변환은 \frac{-1}{1-(0.75z^{-1})^{-1}} = \frac{-1}{1-z/0.75} = \frac{0.75}{z-0.75} = \frac{0.75z^{-1}}{1-0.75z^{-1}} 이나, 원본 소스에서는 \frac{1}{1 - 0.75z^{-1}} 로 계산하고 있음. 원본 소스를 따라 \frac{1}{1 - 0.75z^{-1}}로 계산된 것으로 가정하고 ROC만 기술)


전체 신호의 Z-변환이 수렴하려면 두 부분의 ROC가 모두 겹치는 영역이어야 한다. 따라서 이 신호의 ROC는 0.5 < |z| < 0.75이며, 이는 두 극점 0.5와 0.75 사이의 원형 띠(annulus) 모양이다. 이 ROC는 원점(|z| = 0)과 무한대(|z| = \infty)를 모두 포함하지 않는다. 이러한 시스템을 혼합 인과성 시스템이라고 한다.

'''ROC와 시스템 특성'''

ROC는 시스템의 안정성과 인과성에 대한 중요한 정보를 제공한다.

  • 안정성: 시스템이 안정하려면 ROC가 복소 평면의 단위 원(|z| = 1)을 포함해야 한다. 예제 1의 인과 시스템은 ROC가 |z| > 0.5이므로 단위 원을 포함하여 안정하다. 반면 예제 2의 반인과 시스템은 ROC가 |z| < 0.5이므로 단위 원을 포함하지 않아 불안정하다. 예제 3의 혼합 인과성 시스템은 ROC가 0.5 < |z| < 0.75이므로 단위 원을 포함하지 않아 불안정하다.
  • 인과성: 시스템이 인과적이려면 ROC는 가장 바깥쪽 극점의 바깥 영역이어야 하며, 무한대를 포함해야 한다. 시스템이 반인과적이려면 ROC는 가장 안쪽 극점의 안쪽 영역이어야 하며, 원점을 포함해야 한다.


만약 Z-변환 함수 X(z)만 주어지고 ROC 정보가 없다면, 안정성이나 인과성 조건을 가정하여 고유한 신호 x[n]을 결정할 수 있다.

  • 안정성을 원하면, ROC는 단위 원을 포함하도록 선택한다.
  • 인과성을 원하면, ROC는 가장 바깥쪽 극점의 바깥 영역으로 선택한다.
  • 반인과성을 원하면, ROC는 가장 안쪽 극점의 안쪽 영역으로 선택한다.
  • 안정성과 인과성을 모두 원한다면, 시스템의 모든 극점은 단위 원 내부에 있어야 하며, ROC는 가장 바깥쪽 극점의 바깥 영역이 된다.


'''2차원 Z-변환의 ROC'''

2차원 신호 x(n_1, n_2)의 Z-변환에 대한 ROC 정의도 유사하다.

:\mbox{ROC}=\left\{(z_1,z_2) : \left\vert\sum_{n_1=-\infty}^{\infty}\sum_{n_2=-\infty}^{\infty} x(n_1,n_2) z_1^{-n_1}z_2^{-n_2}\right\vert < \infty\right\}

2차원 ROC는 4차원 공간(z_1 복소 평면과 z_2 복소 평면의 곱)의 부분 집합으로 정의된다.

6. 성질

x[n]=\mathcal{Z}^{-1}\{X(z)\} (역 z-변환의 정의)r_2<>z|선형성a_1 x_1[n] + a_2 x_2[n]a_1 X_1(z) + a_2 X_2(z)\begin{align}X(z) &= \sum_{n=-\infty}^{\infty} (a_1x_1[n]+a_2x_2[n])z^{-n} \\ &= a_1\sum_{n=-\infty}^{\infty} x_1[n] \, z^{-n} + a_2\sum_{n=-\infty}^{\infty}x_2[n] \, z^{-n} \\ &= a_1X_1(z) + a_2X_2(z) \end{align} ROC1 ∩ ROC2 를 포함시간 확장x_K[n] = \begin{cases} x[r], & n = Kr \\ 0, & n \notin K\mathbb{Z} \end{cases}
with K\mathbb{Z} := \{Kr: r \in \mathbb{Z}\}X(z^K)\begin{align} X_K(z) &=\sum_{n=-\infty}^{\infty} x_K[n]z^{-n} \\ &= \sum_{r=-\infty}^{\infty}x[r]z^{-rK}\\ &= \sum_{r=-\infty}^{\infty}x[r](z^{K})^{-r}\\ &= X(z^{K}) \end{align}R^{\frac{1}{K}}시간 축소x[Kn]\frac{1}{K} \sum_{p=0}^{K-1} X\left(z^{\tfrac{1}{K}} \cdot e^{-i \tfrac{2\pi}{K} p}\right)ohio-state.edu 또는 ee.ic.ac.uk시간 지연x[n-k]
with k>0 and x : x[n]=0\ \forall \, n<0z^{-k}X(z)\begin{align} \mathcal{Z}\{x[n-k]\} &= \sum_{n=0}^{\infty} x[n-k]z^{-n}\\ &= \sum_{j=-k}^{\infty} x[j]z^{-(j+k)}&& j = n-k \\ &= \sum_{j=-k}^{\infty} x[j]z^{-j}z^{-k} \\ &= z^{-k}\sum_{j=-k}^{\infty}x[j]z^{-j}\\ &= z^{-k}\sum_{j=0}^{\infty}x[j]z^{-j} && x[\beta] = 0, \beta < 0\\ &= z^{-k}X(z)\end{align} k > 0 이면 z{=}0 , k < 0 이면 z {=} \infty 를 제외한 ROC시간 전진x[n+k]
with k>0양측 z-변환:
z^kX(z)
단측 z-변환:[13]
z^k \, X(z)-z^k\sum^{k-1}_{n=0}x[n] \, z^{-n}1차 후방 차분x[n] - x[n-1]
with x[n]{=}0 for n < 0 (1-z^{-1}) \, X(z)z \neq 0 이고 X_1(z) 의 ROC의 교집합을 포함1차 전방 차분x[n+1] - x[n] (z-1) \, X(z)-z \, x[0]시간 반전x[-n]X(z^{-1})\begin{align} \mathcal{Z}\{x(-n)\} &= \sum_{n=-\infty}^{\infty} x[-n]z^{-n} \\ &= \sum_{m=-\infty}^{\infty} x[m]z^{m}\\ &= \sum_{m=-\infty}^{\infty} x[m]{(z^{-1})}^{-m}\\ &= X(z^{-1}) \\ \end{align} \tfrac{1}{r_1}<>z|<\tfrac{1}{r_2}z-영역에서의 스케일링a^n x[n]X(a^{-1}z)\begin{align}\mathcal{Z} \left \{a^n x[n] \right \} &= \sum_{n=-\infty}^{\infty} a^{n}x[n]z^{-n} \\ &= \sum_{n=-\infty}^{\infty} x[n](a^{-1}z)^{-n} \\ &= X(a^{-1}z) \end{align} >a|r_2 < |z|< |a|r_1복소 공액x^*[n]X^*(z^*)\begin{align} \mathcal{Z} \{x^*(n)\} &= \sum_{n=-\infty}^{\infty} x^*[n]z^{-n}\\ &= \sum_{n=-\infty}^{\infty} \left [x[n](z^*)^{-n} \right ]^*\\ &= \left [ \sum_{n=-\infty}^{\infty} x[n](z^*)^{-n}\right ]^*\\ &= X^*(z^*) \end{align} 실수부\operatorname{Re}\{x[n]\}\tfrac{1}{2}\left[X(z)+X^*(z^*) \right]허수부\operatorname{Im}\{x[n]\}\tfrac{1}{2j}\left[X(z)-X^*(z^*) \right]z-영역에서의 미분n \, x[n] -z \frac{dX(z)}{dz}\begin{align} \mathcal{Z}\{n \, x(n)\} &= \sum_{n=-\infty}^{\infty} n \, x[n]z^{-n}\\ &= z \sum_{n=-\infty}^{\infty} n \, x[n]z^{-n-1}\\ &= -z \sum_{n=-\infty}^{\infty} x[n](-n \, z^{-n-1})\\ &= -z \sum_{n=-\infty}^{\infty} x[n]\frac{d}{dz}(z^{-n}) \\ &= -z \frac{dX(z)}{dz} \end{align} X(z) 가 유리함수이면 ROC, X(z) 가 무리함수이면 ROC는 경계를 포함하지 않을 수 있음[14]컨볼루션x_1[n] * x_2[n]X_1(z) \, X_2(z)\begin{align} \mathcal{Z}\{x_1(n)*x_2(n)\} &= \mathcal{Z} \left \{\sum_{l=-\infty}^{\infty} x_1[l]x_2[n-l] \right \} \\ &= \sum_{n=-\infty}^{\infty} \left [\sum_{l=-\infty}^{\infty} x_1[l]x_2[n-l] \right ]z^{-n}\\ &=\sum_{l=-\infty}^{\infty} x_1[l] \left [\sum_{n=-\infty}^{\infty} x_2[n-l]z^{-n} \right ]\\ &= \left [\sum_{l=-\infty}^{\infty} x_1(l)z^{-l} \right ] \! \!\left [\sum_{n=-\infty}^{\infty} x_2[n]z^{-n} \right ] \\ &=X_1(z)X_2(z) \end{align} ROC1 ∩ ROC2 를 포함상관 관계r_{x_1,x_2}=x_1^*[-n] * x_2[n]R_{x_1,x_2}(z)=X_1^*(\tfrac{1}{z^*})X_2(z)X_1(\tfrac{1}{z^*})X_2(z) 의 ROC의 교집합을 포함누적\sum_{k=-\infty}^{n} x[k] \frac{1}{1-z^{-1}}X(z)\begin{align} \sum_{n=-\infty}^{\infty}\sum_{k=-\infty}^{n} x[k] z^{-n}&=\sum_{n=-\infty}^{\infty}(x[n]+\cdots)z^{-n}\\ &=X(z) \left (1+z^{-1}+z^{-2}+\cdots \right )\\ &=X(z) \sum_{j=0}^{\infty}z^{-j} \\ &=X(z) \frac{1}{1-z^{-1}}\end{align}곱셈x_1[n] \, x_2[n]\frac{1}{j2\pi}\oint_C X_1(v)X_2(\tfrac{z}{v})v^{-1}\mathrm{d}vr_{1l}r_{2l}<>z|


6. 1. 선형성

Z 변환은 선형성을 가지는 연산이다. 이는 두 이산 시간 신호 x_{1}[n]x_{2}[n]의 Z 변환을 각각 X_{1}(z), X_{2}(z)라고 할 때, 이 신호들의 선형 결합 x[n] = a_{1}x_{1}[n] + a_{2}x_{2}[n] (여기서 a_{1}, a_{2}는 임의의 상수)의 Z 변환이 각 신호의 Z 변환의 동일한 선형 결합과 같다는 것을 의미한다.

수식으로 표현하면 다음과 같다.

:

\begin{align}

X(z) &= \mathcal{Z}\{a_1x_1[n]+a_2x_2[n]\} \\

&= \sum_{n=-\infty}^{\infty} (a_1x_1[n]+a_2x_2[n])z^{-n} \\

&= a_1\sum_{n=-\infty}^{\infty} x_1[n]z^{-n} + a_2\sum_{n=-\infty}^{\infty}x_2[n]z^{-n} \\

&= a_1X_1(z) + a_2X_2(z).

\end{align}



이때, 새로운 신호 x[n]의 수렴 영역(ROC)은 원래 신호 x_{1}[n]x_{2}[n]의 수렴 영역(각각 ROC1, ROC2)의 교집합(ROC1 ∩ ROC2)을 포함한다. 경우에 따라서는 선형 결합 과정에서 극점-영점 소거가 발생하여 수렴 영역이 더 넓어질 수도 있다.

Z 변환의 선형성 덕분에 중첩의 원리를 적용하여 복잡한 신호의 Z 변환을 더 간단한 신호들의 Z 변환의 합으로 분해하여 계산할 수 있다. 또한, 역 Z 변환 역시 선형성을 가지므로, Z 변환된 함수 X(z)를 부분 분수 전개를 통해 더 간단한 항들의 합으로 나타낸 뒤, 각 항에 해당하는 시간 영역 신호를 찾아 더함으로써 원래 신호 x[n]을 구할 수 있다.

6. 2. 시간 이동

이산 시간 신호 x[n]의 Z변환을 X(z) = \mathcal{Z}\{x[n]\}라고 할 때, 시간 축에서 k만큼 이동된 신호 x[n-k]의 Z변환은 다음과 같다. 여기서 k는 정수이다.

'''양방향 Z변환'''

양방향 Z변환의 경우, 시간 이동된 신호의 Z변환은 원래 신호의 Z변환에 z^{-k}를 곱한 것과 같다.

: \mathcal{Z}\{x[n-k]\} = z^{-k}X(z)

이는 Z변환의 정의를 이용하여 다음과 같이 유도할 수 있다.

:

\begin{align}

\mathcal{Z}\{x[n-k]\} &= \sum_{n=-\infty}^{\infty} x[n-k]z^{-n}\\

&= \sum_{m=-\infty}^{\infty} x[m]z^{-(m+k)} \quad (\text{여기서 } m = n-k) \\

&= \sum_{m=-\infty}^{\infty} x[m]z^{-m}z^{-k} \\

&= z^{-k}\sum_{m=-\infty}^{\infty}x[m]z^{-m}\\

&= z^{-k}X(z).

\end{align}



'''단방향 Z변환'''

단방향 Z변환의 경우, 신호가 n < 0에서 0이라고 가정하므로 시간 이동 속성이 약간 다르다. 특히, 음의 시간으로 이동하는 경우(시간 전진) 초기값이 Z변환 결과에 영향을 미친다.
: \mathcal{Z}\{x[n-k]\} = z^{-k}X(z) + \sum_{m=-k}^{-1} x[m]z^{-(m+k)}

만약 신호 x[n]이 인과적(causal)이어서 n < 0일 때 x[n]=0이라면, 위 식의 두 번째 항(\sum 부분)은 0이 되어 양방향 Z변환과 동일하게 z^{-k}X(z)가 된다.
: \mathcal{Z}\{x[n-k]\} = z^{-k}X(z) - \sum_{m=0}^{-k-1} x[m]z^{-(m+k)}

시간 전진의 경우, n=0부터 시작하는 단방향 Z변환의 정의 때문에 n=0 이전에 있던 값들이 변환 결과에서 제외되므로, 이를 보정하는 항이 추가된다. 이는 x[n+k'] (k' = -k > 0) 형태로 표현하면 다음과 같다.[13]

: \mathcal{Z}\{x[n+k']\} = z^{k'}X(z) - z^{k'}\sum_{m=0}^{k'-1} x[m]z^{-m}

6. 3. 컨볼루션

푸리에 변환과 유사하게 Z변환에서도 컨볼루션 정리가 성립한다. 즉, 시간 영역에서의 두 신호 x_1[n]x_2[n]의 컨볼루션은 Z-영역에서 각 신호의 Z변환 X_1(z)X_2(z)의 곱으로 표현된다.

시간 영역에서의 컨볼루션은 다음과 같이 정의된다.

:x_1[n] * x_2[n] = \sum_{l=-\infty}^{\infty} x_1[l]x_2[n-l]

이 컨볼루션의 Z변환은 다음과 같다.

: \mathcal{Z}[x_1[n] * x_2[n]] = X_1(z) \, X_2(z)

이때, 결과 신호의 수렴 영역(ROC)은 원래 두 신호의 수렴 영역 \text{ROC}_1\text{ROC}_2의 교집합(\text{ROC}_1 \cap \text{ROC}_2)을 포함한다.

6. 4. 기타 성질

'''파르세발의 정리'''

:\sum_{n=-\infty}^{\infty} x_1[n]x^*_2[n] \quad = \quad \frac{1}{j2\pi}\oint_C X_1(v)X^*_2(\tfrac{1}{v^*})v^{-1}\mathrm{d}v

'''초기값 정리'''

:x[n] 이 인과적(causal) 시스템일 경우, 즉 n<0 일 때 x[n]=0 이면 다음이 성립한다.

:x[0]=\lim_{z\to \infty}X(z)

'''최종값 정리'''

:(z - 1) X(z) 의 모든 극점(pole)이 단위원 내부에 존재하면, 다음이 성립한다.

:x[\infty]=\lim_{n\to \infty}x[n]=\lim_{z\to 1}(z-1)X(z)

7. 이산 시간 선형 시불변 (LTI) 시스템

이산 시간 LTI 시스템은 상수 계수를 갖는 선형 차분 방정식으로 모델링할 수 있다.

\sum_{i=0}^{N}a_{i}y(n-i)=\sum_{j=0}^{M}b_{j}x(n-j)

여기서 x(n)은 입력 신호, y(n)은 출력 신호이며, a_ib_j는 시스템 계수이다. 일반적으로 a_0=1로 정규화한다.

이 방정식의 양변에 Z 변환을 적용하면 다음과 같은 식을 얻는다.

Y(z)\sum_{i=0}^{N}a_{i}z^{-i} = X(z)\sum_{j=0}^{M}b_{j}z^{-j}

여기서 X(z)Y(z)는 각각 입력 신호 x(n)과 출력 신호 y(n)의 Z 변환이다.

위 식을 정리하여 시스템의 전달 함수 H(z)를 정의할 수 있다. 전달 함수는 입력의 Z 변환에 대한 출력의 Z 변환 비율로 정의된다.

H(z)=\frac{Y(z)}{X(z)}=\frac{\displaystyle \sum_{j=0}^{M}b_{j}z^{-j}}{\displaystyle \sum_{i=0}^{N}a_{i}z^{-i}}

전달 함수의 분모 다항식은 시스템의 특성 다항식이라고 불린다. 전달 함수를 분석하면 시스템의 안정성이나 주파수 응답과 같은 특성을 파악하는 데 유용하다.

7. 1. 전달 함수

이산 시간 LTI 시스템은 상수 계수를 갖는 선형 차분 방정식으로 모델링할 수 있다.

:\sum_{p=0}^{N} \alpha_p y[n-p] = \sum_{q=0}^{M} \beta_q x[n-q]

여기서 x[n]은 입력 신호, y[n]은 출력 신호이며, \alpha_p\beta_q는 시스템의 계수이다. 일반적으로 \alpha_0 = 1로 정규화한다.

위 식의 양변에 Z 변환을 적용하고, Z 변환의 선형성과 시간 이동 특성을 이용하면 다음과 같은 식을 얻는다.

:Y(z) \sum_{p=0}^{N} \alpha_p z^{-p} = X(z) \sum_{q=0}^{M} \beta_q z^{-q}

여기서 X(z)Y(z)는 각각 입력 신호 x[n]과 출력 신호 y[n]의 Z 변환이다. 일반적으로 시간 영역 신호는 소문자로, Z 영역 신호는 대문자로 표기한다. 이는 라플라스 변환 표기법과 유사하다.

이 식을 재정렬하면 시스템의 전달 함수 H(z)를 정의할 수 있다. 전달 함수는 입력의 Z 변환에 대한 출력의 Z 변환 비율로 정의된다.

:H(z) = \frac{Y(z)}{X(z)} = \frac{\sum_{q=0}^{M} \beta_q z^{-q}}{\sum_{p=0}^{N} \alpha_p z^{-p}} = \frac{\beta_0 + \beta_1 z^{-1} + \beta_2 z^{-2} + \cdots + \beta_M z^{-M}}{\alpha_0 + \alpha_1 z^{-1} + \alpha_2 z^{-2} + \cdots + \alpha_N z^{-N}}

전달 함수의 분모 다항식은 시스템의 특성 다항식이라고도 불린다.

대수학의 기본 정리에 따르면, 전달 함수의 분자M개의 함수의 근(전달 함수의 영점)을 가지며, 분모는 N개의 근(전달 함수의 극점)을 갖는다. 따라서 전달 함수를 영점과 극점을 이용하여 다음과 같이 표현할 수 있다.

:H(z) = \frac{(1 - q_1 z^{-1})(1 - q_2 z^{-1})\cdots(1 - q_M z^{-1}) } { (1 - p_1 z^{-1})(1 - p_2 z^{-1})\cdots(1 - p_N z^{-1})} ,

여기서 q_kk번째 영점, p_kk번째 극점이다. 영점과 극점은 일반적으로 복소수이며, 이들을 복소 평면(z-평면)에 표시한 것을 극점-영점 도표라고 한다.

또한, z=0이나 z=\infty에서도 영점이나 극점이 존재할 수 있다. 이러한 점들과 다중 차수의 영점 및 극점을 모두 고려하면, 영점의 총 개수와 극점의 총 개수는 항상 같다.

전달 함수의 분모를 인수분해하면 부분 분수 분해를 적용할 수 있다. 이를 통해 전달 함수를 더 간단한 항들의 합으로 표현하고, 각 항을 시간 영역으로 변환하여 시스템의 임펄스 응답을 구할 수 있다.

만약 어떤 시스템 H(z)가 입력 신호 X(z)에 의해 구동된다면, 출력 신호의 Z 변환은 Y(z) = H(z)X(z)가 된다. 출력 신호 y[n]을 구하기 위해서는 Y(z)에 대해 부분 분수 분해를 수행한 후, 역 Z 변환을 취하면 된다. 실제 계산에서는 \frac{Y(z)}{z}를 먼저 부분 분수 분해한 다음, 결과에 z를 곱하여 역 Z 변환이 용이한 형태로 만드는 기법이 자주 사용된다. 전달 함수를 분석하면 시스템의 안정성, 주파수 응답 등 다양한 특성을 파악하는 데 도움이 된다.

7. 2. 안정성

시스템의 안정성은 수렴 영역(ROC)만으로 판단할 수 있다. ROC가 단위 원(즉, |z| = 1인 영역)을 포함하는 경우, 해당 시스템은 안정하다고 간주된다. 예를 들어, 어떤 인과 시스템의 ROC가 |z| > 0.5 라면, 이 영역은 단위 원을 포함하므로 이 시스템은 안정하다.

만약 ROC가 명시되지 않고 시스템의 Z 변환만 주어진 경우, 추가적인 조건을 통해 고유한 시퀀스 x[n]를 결정할 수 있다.

만약 시스템이 안정적이면서 동시에 인과적이어야 한다면, 시스템 함수의 모든 극점은 반드시 단위 원 내부에 있어야 한다. 이러한 조건을 만족하는 ROC를 선택함으로써 고유한 시퀀스 x[n]를 찾을 수 있다.

8. 다른 변환과의 관계

'''쌍선형 변환'''은 연속 시간 필터(라플라스 영역으로 표현)를 이산 시간 필터(Z-영역으로 표현)로, 또는 그 반대로 변환하는 데 사용될 수 있다. 다음의 대입을 사용한다.

:s = \frac{2}{T} \frac{(z-1)}{(z+1)}

라플라스 영역의 함수 H(s)를 Z-영역의 함수 H(z)로 변환하기 위해(터스틴 변환), 또는

:z = e^{sT} \approx \frac{1+sT/2}{1-sT/2}

Z-영역에서 라플라스 영역으로 변환한다. 쌍선형 변환을 통해, 복소수 ''s'' 평면(라플라스 변환)은 복소수 z-평면(z-변환)으로 매핑된다. 이 매핑은 비선형이지만, ''s'' 평면의 전체 j\omega 축을 z-평면의 단위 원으로 매핑한다는 점에서 유용하다. 따라서, 푸리에 변환(이는 j\omega 축에서 평가된 라플라스 변환)은 이산 시간 푸리에 변환이 된다. 이는 푸리에 변환이 존재한다고 가정한다; 즉, j\omega 축은 라플라스 변환의 수렴 영역에 있다.

시간 샘플링된 함수에 대한 일방 Z-변환 X(z)가 주어지면, 해당 '''별 변환'''은 라플라스 변환을 생성하고 T (샘플링 매개변수)에 대한 의존성을 복원한다.

:\bigg. X^*(s) = X(z)\bigg|_{\displaystyle z = e^{sT}}

역 라플라스 변환은 ''임펄스 샘플링된'' 함수로 알려진 수학적 추상화이다.

8. 1. 라플라스 변환

양측 Z변환은 양측 라플라스 변환을 이산화한 것이다.

함수 f(t)를 주기 T로 이산화하면 다음과 같이 표현할 수 있다.

f(t)\sum_{n=-\infty}^\infty \delta(t-nT)

이 이산화된 함수를 양측 라플라스 변환하면 다음과 같다.

\int_{-\infty}^{\infty} e^{-st} \{ f(t) \sum_{n=-\infty}^{\infty}\delta(t-nT) \}dt

적분은 선형성이 성립하므로, 적분과 합의 순서를 바꿀 수 있다.

\sum_{n=-\infty}^{\infty}\int_{-\infty}^{\infty} e^{-st}f(t) \delta(t-nT) dt

디랙 델타 함수의 성질에 의해, t=nT일 때만 적분값이 의미를 가지므로 다음과 같이 정리된다.

\sum_{n=-\infty}^{\infty} e^{-s(nT)}f(nT)

여기서 z=e^{sT} 이고, x_n=f(nT) 로 치환하면, 위 식은 Z변환의 정의식과 정확히 일치하게 된다.

\sum_{n=-\infty}^{\infty} x_n z^{-n}

8. 2. 이산 시간 푸리에 변환 (DTFT)

|z| = 1로 알려진 단위 원 상의 z 값에 대해 z = e^{j \omega} (여기서 j는 허수 단위, \omega는 실수 각주파수)로 정의하면, 양측 Z변환은 단일 실수 변수 \omega의 함수로 표현될 수 있으며, 이는 다음과 같은 푸리에 급수 형태가 된다.

\sum_{n=-\infty}^{\infty} x[n]\ z^{-n} = \sum_{n=-\infty}^{\infty} x[n]\ e^{-j\omega n}

이 식은 이산 시간 신호 x[n]이산 시간 푸리에 변환 (DTFT, Discrete-Time Fourier Transform)으로 알려져 있다. DTFT는 2\pi를 주기로 하는 주기 함수이며, 분석 도구로 널리 사용된다. DTFT는 연속 푸리에 변환의 주기적 합으로 이해할 수 있다. 만약 X(f)가 샘플링 간격 T로 샘플링된 x[n] = x(nT)에 해당하는 연속 시간 신호 x(t)의 푸리에 변환이라면, x[n]의 DTFT는 다음과 같이 쓸 수 있다.

\underbrace{\sum_{n=-\infty}^{\infty} \overbrace{x(nT)}^{x[n]}\ e^{-j 2\pi f nT} }_{\text{DTFT}} = \frac{1}{T}\sum_{k=-\infty}^{\infty} X(f-k/T)

여기서 T는 초 단위의 샘플링 간격이고, f헤르츠 단위의 주파수이다. 두 DTFT 식을 비교하면, \omega = 2\pi fT는 "샘플당 라디안" 단위를 갖는 정규화된 주파수임을 알 수 있다. \omega=2\pi 값은 샘플링 주파수 f = \frac{1}{T} 헤르츠에 해당한다. f = \frac{\omega}{2\pi T} 관계를 이용하면, DTFT는 연속 시간 푸리에 변환 X를 사용하여 다음과 같이 표현할 수도 있다.

\sum_{n=-\infty}^{\infty} x[n]\ e^{-j\omega n} = \frac{1}{T}\sum_{k=-\infty}^{\infty} X\left(\frac{\omega - 2\pi k}{2\pi T}\right)

샘플링 간격 T가 변하면, 연속 시간 푸리에 변환 X(f-k/T)의 각 복사본들이 주파수 축 f 상에서 서로 가까워지거나 멀어진다. 그러나 정규화된 주파수 \omega로 표현된 DTFT 식에서는 그 형태가 2\pi 주기를 유지하며 스펙트럼의 폭만 확장되거나 축소된다.

만약 시퀀스 x(nT)가 LTI 시스템(선형 시불변 시스템)의 임펄스 응답을 나타낸다면, DTFT는 해당 시스템의 주파수 응답이 된다. 만약 x(nT) 시퀀스가 주기적이라면, DTFT는 특정 고조파 주파수에서만 값을 가지며 발산하고, 다른 모든 주파수에서는 0이 된다. 이는 종종 해당 고조파 주파수 위치에 크기가 다른 디랙 델타 함수들의 합으로 표현된다. 주기 신호의 스펙트럼은 유한한 수의 주파수 성분만을 가지므로, 이 경우 DTFT 계산보다는 훨씬 간단한 이산 푸리에 변환 (DFT)을 사용하는 것이 일반적이다. (주기적 데이터에 대한 DTFT 참조).

결론적으로, Z변환은 이산 시간 푸리에 변환(DTFT)을 일반화한 변환이라고 할 수 있다. Z변환 식에서 복소 변수 z의 값을 복소 평면 상의 단위 원 위에 있는 값, 즉 z = e^{j\omega}로 제한하면 DTFT와 동일한 형태가 된다.

9. Z 변환 표

다음은 Z 변환 표를 이해하는 데 사용되는 몇 가지 기본적인 함수 정의이다.

:u : n \mapsto u[n] = \begin{cases} 1, & n \ge 0 \\ 0, & n < 0 \end{cases}

여기서 u[n]은 단위 (또는 헤비사이드) 계단 함수이다.

:\delta : n \mapsto \delta[n] = \begin{cases} 1, & n = 0 \\ 0, & n \ne 0 \end{cases}

여기서 \delta[n]은 이산 시간 단위 임펄스 함수이다 (연속 시간 버전인 디랙 델타 함수 참조).

두 함수는 단위 계단 함수가 단위 임펄스 함수의 누적 합이 되도록 정의된다.

신호, x[n]Z-변환, X(z)ROC (수렴 영역)
1\delta[n]1모든 z
2\delta[n-n_0] z^{-n_0} z \neq 0
3u[n] \, \frac{1}{1-z^{-1} }>z| > 1
4 -u[-n-1] \frac{1}{1 - z^{-1}}>z| < 1
5 n u[n] \frac{z^{-1}}{( 1-z^{-1} )^2}>z| > 1
6 - n u[-n-1] \, \frac{z^{-1} }{ (1 - z^{-1})^2 }>z| < 1
7n^2 u[n] \frac{ z^{-1} (1 + z^{-1} )}{(1 - z^{-1})^3} >z| > 1\,
8 - n^2 u[-n - 1] \, \frac{ z^{-1} (1 + z^{-1} )}{(1 - z^{-1})^3} >z| < 1\,
9n^3 u[n] \frac{z^{-1} (1 + 4 z^{-1} + z^{-2} )}{(1-z^{-1})^4} >z| > 1\,
10- n^3 u[-n -1] \frac{z^{-1} (1 + 4 z^{-1} + z^{-2} )}{(1-z^{-1})^4} >z| < 1\,
11a^n u[n] \frac{1}{1-a z^{-1}}>z| > |a|
12-a^n u[-n-1] \frac{1}{1-a z^{-1}}>z| < |a|
13n a^n u[n] \frac{az^{-1} }{ (1-a z^{-1})^2 }>z| > |a|
14-n a^n u[-n-1] \frac{az^{-1} }{ (1-a z^{-1})^2 }>z| < |a|
15n^2 a^n u[n] \frac{a z^{-1} (1 + a z^{-1}) }{(1-a z^{-1})^3} >z| > |a|
16- n^2 a^n u[-n -1] \frac{a z^{-1} (1 + a z^{-1}) }{(1-a z^{-1})^3} >z| < |a|
17 \left(\begin{array}{c} n + m - 1 \\ m - 1 \end{array} \right) a^n u[n] \frac{1}{(1-a z^{-1})^m} , 양의 정수 m에 대해>z| > |a|
18 (-1)^m \left(\begin{array}{c} -n - 1 \\ m - 1 \end{array} \right) a^n u[-n -m] \frac{1}{(1-a z^{-1})^m} , 양의 정수 m에 대해>z| < |a|
19\cos(\omega_0 n) u[n] \frac{ 1-z^{-1} \cos(\omega_0)}{ 1-2z^{-1}\cos(\omega_0)+ z^{-2}}>z| >1
20\sin(\omega_0 n) u[n] \frac{ z^{-1} \sin(\omega_0)}{ 1-2z^{-1}\cos(\omega_0)+ z^{-2} }>z| >1
21a^n \cos(\omega_0 n) u[n]\frac{1-a z^{-1} \cos( \omega_0)}{1-2az^{-1}\cos(\omega_0)+ a^2 z^{-2}}>z|>|a|
22a^n \sin(\omega_0 n) u[n] \frac{ az^{-1} \sin(\omega_0) }{ 1-2az^{-1}\cos(\omega_0)+ a^2 z^{-2} }>z|>|a|


10. 응용

Z변환은 상수 계수를 갖는 선형 차분방정식을 푸는 데 사용될 수 있다. 예를 들어, 다음과 같이 초기값이 주어진 차분방정식을 고려해보자.

:

x[n-2] - 5x[n-1] + 6x[n] = 0,\quad x[-1] = 1,\; x[-2] = 0.



이 방정식의 양변에 Z변환을 취하면, Z변환의 선형성과 시간 이동 성질에 의해 다음 식을 얻을 수 있다. 여기서 X(z)x[n]의 Z변환이다.

:

Z\{x[n-2]\} - 5Z\{x[n-1]\} + 6Z\{x[n]\} = 0



:

(z^{-2}X(z) + x[-2] + z^{-1}x[-1]) - 5(z^{-1}X(z) + x[-1]) + 6X(z) = 0



주어진 초기값 x[-1] = 1, x[-2] = 0을 대입하고 X(z)에 대해 정리하면 다음과 같다.

:

\begin{align}

&z^{-2}X(z) + 0 + z^{-1}(1) - 5(z^{-1}X(z) + 1) + 6X(z) = 0 \\

&z^{-2}X(z) + z^{-1} - 5z^{-1}X(z) - 5 + 6X(z) = 0 \\

&(z^{-2} - 5z^{-1} + 6)X(z) = 5 - z^{-1} \\

&(\frac{1 - 5z + 6z^2}{z^2})X(z) = \frac{5z - 1}{z} \\

&X(z) = \frac{z(5z - 1)}{6z^2 - 5z + 1} = \frac{z(5z - 1)}{(3z - 1)(2z - 1)}

\end{align}



X(z)를 부분 분수로 분해하기 위해 \frac{X(z)}{z}를 계산하면 다음과 같다.

:

\frac{X(z)}{z} = \frac{5z-1}{(3z-1)(2z-1)} = \frac{A}{3z-1} + \frac{B}{2z-1}



여기서 계수 AB를 구하면 A = -2, B = 3이다. 따라서,

:

\frac{X(z)}{z} = \frac{-2}{3z-1} + \frac{3}{2z-1} = \frac{-2/3}{z - 1/3} + \frac{3/2}{z - 1/2}



양변에 z를 곱하면 X(z)는 다음과 같이 표현된다.

:

X(z) = -\frac{2}{3}\frac{z}{z - \frac{1}{3}} + \frac{3}{2}\frac{z}{z - \frac{1}{2}}



마지막으로, 위 식에 역 Z변환을 취하여 원래의 수열 x[n]을 구한다. 표준적인 Z변환 쌍 Z\{a^n\} = \frac{z}{z-a} (단, |z| > |a|)를 이용하면,

:

x[n] = Z^{-1}\{X(z)\} = -\frac{2}{3} Z^{-1}\left\{\frac{z}{z - \frac{1}{3}}\right\} + \frac{3}{2} Z^{-1}\left\{\frac{z}{z - \frac{1}{2}}\right\}



따라서, 해는 다음과 같다.

:

x[n] = -\frac{2}{3} \left(\frac{1}{3}\right)^{n} + \frac{3}{2} \left(\frac{1}{2}\right)^{n}


참조

[1] 서적 Reversible Steganography and Authentication via Transform Encoding Springer Singapore
[2] 서적 Electronic Signals and Systems Macmillan Education UK
[3] 서적 Signals and Systems Springer International Publishing 2021-08-26
[4] 서적 Time Sequence Analysis in Geophysics https://books.google[...] University of Alberta
[5] 서적 Time sequence analysis in geophysics https://books.google[...] University of Alberta
[6] 간행물 The analysis of sampled-data systems 1952
[7] 서적 Digital control systems implementation and computational techniques https://books.google[...] Academic Press
[8] 서적 Sampled-Data Control Systems John Wiley & Sons
[9] 서적 Theory and Application of the Z-Transform Method Krieger Pub Co
[10] 서적 Theory and Application of the Z-Transform Method John Wiley & Sons
[11] 서적 Digital Filters and Signal Processing Springer US
[12] 서적 Digital Signal Processing Principles, Algorithms amd Applications PRENTICE-HALL INTERNATIONAL, INC.
[13] 서적 Fondamenti di Controlli Automatici MC Graw Hill Education
[14] 저널 Region of convergence of derivative of Z transform
[15] 서적 Time Sequence Analysis in Geophysics http://books.google.[...] University of Alberta
[16] 저널 The analysis of sampled-data systems
[17] 서적 Digital Control Systems Implementation and Computational Techniques http://books.google.[...] Academic Press



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